PE001:关于DC-DC变换器瞬态测试的一些小tips

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关于DC-DC变换器瞬态测试的一些小tips

1. 瞬态负载跳变

负载瞬态跳载应当说是目前DC-DC变换器测试当中最常见的测试任务,一般来说可以用于观察变换器的响应时间,环路稳定等参数.

一般而言对于这种测试会采用电子负载作为瞬态跳载进行测试,一般来说较好的电子负载有着设置方波跳载的能力,并可以对电流的跳变时间做出设置,一般来说会有0.1A/us到数A/us的设置能力.利用电子负载进行瞬态跳载的测试可以说是较为简单的.

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图1.ISSCC2021 17.4[1]的瞬态跳载测试

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图2.典型电子负载IT8511+[2]的瞬态跳载性能

但是随着电源技术的发展,这种测试方法会遇到一些问题,例如瞬态跳载的速度不够快等问题,也有包括引线电感较大这样的问题.对于目前的一些高瞬态的DC-DC变换器来说,使用电子负载跳载往往不能够较好的满足性能要求.例如ISSCC2021的17.4[1]当中已经出现了2.5A/ns这种级别的跳载速度,远远的超出了目前电子负载的跳载能力.

那么对于这种的测试现状,我们需要找到一些测试的方法来进行测试,在本节,我将会梳理几种用于瞬态负载跳变的测试方法,其中的一些方法经过测试有着较好的跳变效果.

1.1 几种测试方法

1.1.1 板上电阻负载

这种方法是大多数人关于瞬态跳载能够想到的方法,有部分厂商采用了这种方式进行,例如STM32G474的B-G474E-DPOW1[3],采用了n多的电阻作为板上的负载.
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图3[3]&图4[4].UM2577的板载电阻负载用于瞬态跳载/负载测试.

这种测试方法的负载元件热压力小,利用电阻作为负载也可以降低有源器件的热压力.同时串并联构建的负载电阻也有着相对来说较好的温漂与电流精度性能.这种方式的有点是电流精度较高,飘移较小,可以做长时间的跳载测试.

1.1.2 板上恒流源负载

这种方法也有较多厂商采用,例如ADI在其DC2603A(LTM4650 EVM)钟就采用了这样的电路,其电路结构与1.1.1当中提出的类似,但是原定的功率耗散期间转移到功率管上,即功率管工作在饱和区,其特点为负载电流的高低可以轻松的通过施加信号强度连续可调,调整较为方波,而且可以通过对Source对GND的电阻提供一个负载电流的采样功能,进而获得实际的负载电流波形.其电路如下图所示
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图5 板上恒流源负载瞬态测试

这种测试电路的RLoad可以直接短接,控制Q1的GS电压就可以轻松的控制负载电流的大小,跳变的速度等参数.而RSENSE需要注意的是应当采用宽体的采样电阻例如0612,1225等横向导电的封装,这样可以尽可能的减小其寄生电感.
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图6 宽体0612电流采样电阻

其次需要注意的是,我们必须适当的选择采样电阻的阻值,来满足示波器的输入需要,尽可能的降低噪声的影响.经过测试,一般而言选择其满量程压降为100mV左右可以同时满足低损耗和适当的信号幅度的需求.
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图7 对于300mA负载采用0.2Ω电阻的电流采样波形.

关于这个方法的一些小Bug：这个方法呢有着很好的瞬态响应特征，而且如果可以巧妙的控制VGS的电压，那么可以实现在全负载过程中，功率MOS始终处于饱和区，带来的好处就是MOS管的COSS是不放电的，此时，MOS管本身的工作特性就等同于一个COSS大小的负载电容。但是这种方法也有着一定的问题，那就是由于所有的功率都加到了MOS管上，MOS管的温度会随着负载电流的占空比发生明显的变化。进而产生一些不好的影响。例如，对于一颗输出电压为2.4V的LDO，我们将负载电流的占空比通过信号发生器设置到10%，峰值电流270mA，我们可以通过热成像发现其温度分布如下图：
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可以看到此时MOS管的温度一般般，不是很高。但是当我们将占空比加到50%的时候，我们可以发现热成像的温度分布如下图所示：
50part
温度上升了18度左右，如果我们进一步的提高占空比，让占空比达到100%的话：
100part
我们可以发现此时的温度已经非常的离谱，如此巨大的温度变化，使得NMOS的跨导发生了相当明显的变化。所带来的结果就是，相同的栅极电压，不同的占空比最大的负载电流有着一定的变化。这个变化其实并不大，在这个测试当中，10%下270mA的峰值电流，到了100%占空比的时候，也只是达到了293mA左右，一般的情况下无伤大雅，但是对于这片LDO在设计初期就面向150mA，最后测试冲到了270mA来说，多的这20mA已经足以让LDO失去对输出电压的控制，发生非常明显的性能衰减了。
因此对于负载电流敏感的应用场景，请务必在使用本方法前，仔细的针对DUT的性能进行分析，并实时监控实际的负载电流的大小。（当然你可以通过PC控制仪器来做一个自动化的控制，这也是一个比较好的方法。）

1.2 如何判断测量的合理性

在这一章节我们会讨论一个有趣的问题,如何判断我们的测试结果是正确且可靠的呢?
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图8 5颗0603电阻并联等效0612电阻

对于图8当中的电阻,经过测试其寄生电感约为50nH,采用这种电阻测试得到了图7的测试波形,我们下面来计算这种条件下其测试结果是否可靠.

对于上升下降沿来说,其瞬态的电流斜率为300mA/0.5us

V_L=\frac{di}{dt}L=\rm\frac{300mA}{0.5us}\times50nH=30uV

也就是说在瞬态的时候这种级别的电感最多带来30uV的电压跳动,对于我们示波器50mV档量程来说,其噪声约为

\rm 50mV/256=195uV\gg 30uV

可以证明的是这种瞬态的噪声远小于1bit的跳动,已经被淹没在了噪声当中,因此可以认为这次测量是可靠的.

2. 输入瞬态跳变

输入瞬态跳变的测试是一个有趣的测试任务,与PSRR测试类似,这种测试都描述了DC-DC变换器对输入电压变化的响应.这种测试往往采用可编程电源进行测试,提供一个瞬态跳变观察输出的跳变.但是这种方法在目前的高速响应的电源下依然显得无力.(PS:虽然听说这东西是DC-DC的审稿人比较看重的参数,但是貌似实际来看大多数的文章并不会包含这种工作状态)
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图9 IT6333A[5]电压跳变能力

2.1 几种测试方法

2.1.1 MOS/二极管切换输入

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图10 MOS/二极管切换输入

这种方法用MOS作为开关,分别切换VIN_TRANS1和VIN_TRANS2,为了减小寄生参数的影响,Q2应当选择输出电容较小的功率管.对于目标跳变电压的设定,我们可以如下进行计算.首先假设我们需要的跳变电压为V_1和V_2,其中V_1施加于MOS上,V_2施加于二极管上.对于负载电流为I_L的情况下.

V_1=V_{IN_{TRANS1}}+I_L\cdot R_{DSon},V_2=V_{IN_{TRANS2}}-V_D|_{I_L}

通过这种方式就可以预估其实际需要的输入电压了.需要注意的是,这种测试方式必须要输出的节点放置的离DUT足够的近,同时还要足够小的开关节点面积来降低寄生的电容.

这种方法的有点是可以耐受较高的输入电流,即使在数安培的输入电流下也可以比较良好的开关.

2.1.2 功放注入

这种方法采用高功率高带宽的运放对阶跃信号进行跟随,利用这种方式进行供电可以获得最佳的性能,同时也能够对PSRR等参数进行控制.其基本的电路如下图所示
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图11 PSRR与阶跃注入放大器[6]

在这里需要注意的是一般选择电流反馈放大器(CFA)作为驱动放大器,因为这种放大器往往能做到较高的SR与驱动电流.但是由于CFA比较特殊的性质,其反馈参数的选择往往不太自由,因此推荐制作一块单独的板子用于注入.
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图12 一种未经实物验证但应当可行的PSRR/Line Step注入板

3. PSRR测试方法

PSRR测试是很常见的需求,是对DC-DC变换器的环路特性的另外一个基本认识,对于传统的AC-DC变换器而言,在50Hz的高PSRR是其能够平滑50Hz纹波的关键.

然而随着目前DC-DC技术的发展,需要测量的PSRR带宽也越来越高,而同时DC-DC的测量要求其交流信号的输出阻抗不能太高,要有着一定的带载能力,面对这样的情况,如何测量DC-DC变换器的PSRR成为了一个问题.

3.1 几种测试方法

3.1.1 注入变压器

注入变压器进行测量是目前来说比较常见的注入方法,一般来说是利用一个功放对输入进行供电.这类功放往往要求有着较高的带宽,用于测试宽带的PSRR.

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图13 来自Picotest的J2120A,一款典型的注入器产品

然而这种方式的问题是,他,贼贵,贵的离谱.J2120A这种注入器淘宝的价格差不多5k左右,就人傻钱多的感觉.当然这玩意也能自己做,如图12当中的那种.这玩意经过验证我会给他丢Gitee上意思意思.

3.1.2 电感隔直电容耦合交流

这种方式在Ti的[6]当中有讲,其电路如下图所示
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图14 LC耦合法

这种方法的测试原理非常的简单,就是利用VDC供给直流电流,VAC供给交流电流,由于大多数的LDO高频的输入阻抗不会太小(毕竟实际的流动电流是直流),这种方式是切实可行的.

然而我们需要注意这样几个问题,首先是信号幅度的问题,一般来说我们的LDO输入要有一颗电容进行滤波,而这颗电容也会一定程度上滤除高频的注入信号,为了达到较为合理的信号幅度(例如50mVpp)我们往往需要较大的VAC电压,有时甚至可能达到20Vpp左右,对于这种情况我们需要选择耐压值充足的AC耦合电容.

3.2 数据的处理

对于PSRR数据来说,个人认为有这样的几个点需要注意

3.2.1 PSRR的谐波分量

在进行测试的时候,往往输出波形会带来一点点的畸变,如下图所示
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图15 输出电压纹波带有畸变的PSRR测试波形

这种情况下如何衡量实际的PSRR成为了问题,个人认为,应当对信号进行FFT之后只考虑基频的信号忽略高频的畸变,这样测量出来的PSRR才是合理的.

3.2.2 测试时的Setup

由于现代DC-DC的PSRR往往较高,可能有80dB以上,对于这种测试,即使我们在合理的幅度内(100mVpp)注入,其输出的电压为10uV,原超过大多数示波器的分辨率范围.对于这种情况,我们应当考虑增加一级纹波放大器去观察信号.典型的纹波放大器电路如下所示
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图16 典型的纹波放大器电路

这个电路采用两级OPA828进行放大,一级OPA828进行跟随,输入利用薄膜电容隔直提供一个带通放大的特性.理论带宽可以达到4.5MHz左右,带内平坦度1dB以内应该比较轻松.

Reference

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